【双管正激ds为什么凹下来】利用单管实现的等效双管正激、反激电路

双管正激、反激电路的泄漏检测能量是可回收的，因此功率高，不会发生上、下管直通，是一种可靠性高的电路。

图1双管正激、双管反激电路

如上图双管电路的初级需要两个开关管及两个二极管尤其是上管还需要特殊的驱动电路，因而会造成一定的成本增加同时也增加了驱动电路的设计难度。

参考无损吸收电路原理，只用到一个开关管就能实现了漏感能量的回收，见下图：

图2两种无损吸收电路

无损吸收电路有个缺点应对负载突变时容易失控，Vds电压可能会飙的很高。无损吸收电路中相当于有“两个电感”，如果将这“两个电感”合二为一就组成了下图这种等效双管电路。

图3等效双管正激、双管反激电路

图3电路关键一点是初级绕组需要双线并绕，工作时占空比不大于50%，特性同双管电路几乎一样，唯一不同的就是开关管上要承受2倍的输入电压（双管电路是由两个管子共同分担电压）。

如果初级绕组不采用双线并绕工艺，某些情况下开关管上的应力会高于2倍输入电压，如果开关管应力余量足够也可采用非双向并绕此时占空比可以超过50%（与无损吸收电路相似）。

这种等效双管电路原理相当于用一组线圈+一颗电容来替代了原双管电路中的一个开关管+一个二极管，孰优孰劣可以根据不同的应用场合来选择。

相似的应用还有全桥输出电路，用一个线圈来取代两个二极管，见下图。

图4等效全桥输出

最后选用双管反激电路进行验证，输入电压Vin=100V。

图5等效双管反激与双管反激对比

上述波形实线为等效双管反激、虚线为真双管反激，两种电路的仿真结果除了Vds电压外电流及输出电压几乎都是重合的，符合理论分析也验证了这种电路可以用来等效双管电路。

这种等效双管电路的特性分析如下：

图6 电路演变

上图6从（a）到（b）为等效变换，图（b）去掉电容且将二极管下移变为常规电路（c）。

如果初级侧两绕组耦合理想则电容不起作用可以不加，电路等效于带去磁绕组的正激变换器（图（c）），如果初级绕组耦合的不理想那么增加一颗电容就能实现无损吸收效果，所以这种电路是兼容了常规正激和无损吸收两种特性的一种电路。

接下来开始发掘这种电路的特点：

第一， 可以不采用双向并绕工艺，初级两绕组的耦合程度决定了所需电容（可视为钳位电容）的大小。

以正激电路为例假设初级绕组耦合不理想，不同钳位电容下的仿真结果如下：

图7 等效双管正激在不同钳位电容下的波形

上图中实线为大钳位电容波形、虚线为小钳位电容波形。如果初级两绕组耦合的不理想既漏感大就需要更大的钳位电容，这点同RCD钳位相似又因是无损吸收所以效率会高一些。

第二， 等效双管正激的初级两个绕组都具备驱动能力提高了变压器利用率。

下面对比双管正激、单管正激及等效双管正激电路特点：

图8 三种正激电路

（a）双管正激多用了一个开关和一个二极管，驱动相对复杂些。

（b）单管正激初级两绕组需要较好的耦合度，最大的缺点是多出的复位绕组降低了变压器的利用率。

（c）等效双管正激初级的两个绕组都可以利用上，两绕组的电流可以通过漏感进行调整提高了变压器的利用率。

图9 单、双管正激与等效双管正激初级电流对比

图9中虚线是单管及双管正激初级电流（几乎重合），两条实线（ik1u、ik1d）分别是等效双管正激中上绕组和下绕组中的电流，其中（a）图是等漏感（b）图上漏感略大于下漏感。

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第三， 适当的漏感有益于降低输出二极管反向恢复引发的电流倒灌问题，下面以反激为例。

图10 不同漏感对反向恢复问题的影响

上图中漏感较小的情况下MOS管开通时刻有一尖峰电流这是由输出二极管没有及时关断引起的，相同条件下略增大初级漏感这个尖峰电流就能得到有效抑制。

第四， 利用正反激拓扑可降低变压器体积。

图11正反激电路与正激电路对比

正激电路为了避免产生过高的无功功率励磁电感一般都设计的比较大导致变压器体积也较大。采用正反激拓扑可以将励磁能量导入到输出端解决了无功问题进而可以减小励磁电感降低变压器体积。图中电流波形分别为励磁电流iLm1、无功电流idio1及输出电流iLo1。

严格来讲第三、第四点并不是这种等效双管电路所独有的特性。

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同单管正激一样这种电路最大的缺点是开关管上要承受2倍输入电压，比如在一些AC-DC应用中需要用到800V的MOS管导致性价比不高。

一般单管正激可以通过调节复位绕组的匝数来降开关管电压应力，见下图：

图12 不等复位绕组的单管正激

如图12将复位绕组设置为初级绕组的2倍，理论上MOS管承受电压应力为Vds=Vin+Vin/2 =1.5Vin。

实际上这种非等匝比绕组的漏感较难处理，因为漏感的存在MOS管还会承受一个尖峰电压，见下图仿真：

图13复位绕组耦合不理想引发尖峰电压

上图13输入电压100V，MOS管电压理论钳位值为100*1.5=150V，但漏感引起了很高的尖峰电压，所以实际电路还需增加RCD钳位电路不仅降低了效率还增加了电路的复杂度。

将之前的等效双管电路稍作改进不但可以解决开关管的耐压问题还同时解决了漏感问题。

图14 改进版等效双管正激电路及原理分析

如图14所示，增加的辅助绕组相当于增加了一个独立电源，钳位电容上的电压由原来的Vin变为Vin-Va，MOS管上的电压应力也由2Vin变为2Vin-Va，而每个初级绕组上都有与之对应的钳位电路使漏感能量得到有效吸收，仿真结果如下：

图15 改进版等效双管正激波形

图15仿真结果显示这种改进后的等效电路达到了预期效果消除了由漏感引发的尖峰电压。

由于不受漏感和工艺限制辅助绕组的匝数可以任意设计，这里取辅助绕组匝数为初级绕组的1/4，当输入电压为DC310V时得到如下仿真波形：

对于直流310V输入，MOS管承受的电压Vds=550V。

对应的最大占空比公式为：

当前参数下Dmax=0.429。

另外如果辅助绕组电压Va采用独立可调电压源则最大占空比将不受此限制，由于增加了电路的成本和复杂度这里不做过多探讨。

助绕组电压Va采用独立可调电压源则最大占空比将不受此限制，由于增加了电路的成本和复杂度这里不做过多探讨。